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　對于LED電源來說，直接驅動LED光源一般要求恒流輸出，越來越寬的輸出電壓電流范圍要求使得LLC拓撲越來越難滿足要求，特別因低輸出紋波要求而不能進入間歇模式。因為LCC拓撲可以更容易實現寬輸出電壓電流范圍要求，近年來在LED驅動器上得到越來越多采用，其中ICL5101／02作為集成PFC和半橋諧振控制器，同時支持LLC及LCC拓撲，由于高度集成（SO－16集成PFC＋半橋），優(yōu)異的THD，低待機功耗，較好的滿足了客戶的要求。

　　LCC拓撲用在照明上雖然不是全新的拓撲（廣泛用于日光燈驅動器，比如英飛凌的ICB2FL01／2／3等，只不過不需要用到隔離變壓器），不過使用在LED驅動器上，還是近幾年的事。相比LLC拓撲，研發(fā)工程師們對LCC拓撲還沒有那么熟悉，在設計／優(yōu)化LCC拓撲電源時遇到情況比較多，在此分享一些我們的經驗，希望拋磚引玉，主要包括以下內容：

　　－ LLC與LCC的主要區(qū)別及優(yōu)缺點

　?。?基于ICL5102使用LCC拓撲的應用經驗

　　－ 基于ICL5102參考樣品測試結果

　　1． LLC與LCC的主要區(qū)別及優(yōu)缺點

　　在上一篇文章《采用LCC拓撲實現寬輸出范圍中大功率LED驅動電源》已經簡要介紹過LLC和LCC拓撲的區(qū)別以及LCC拓撲應用在恒流LED電源的好處。同樣作為諧振軟開關拓撲，LCC和LLC一樣是零電壓導通實現高效率，在拓撲選擇上，需要盡可能了各自的優(yōu)缺點以及客戶的具體要求，以下談談幾方面的對比。

　　電路拓撲

　　LLC拓撲（圖1）：變壓器初級電感與負載等效電阻的并聯后，再相繼串聯諧振電感與諧振電容

　　LCC拓撲（圖2）：在LLC電路上，采用比較大的諧振電感值，并聯一個電容在變壓器初級或次級繞組上，同時諧振變壓器不磨氣隙，勵磁電感量比較大（比如Lp＞10mH），可以忽略初級電感而近似認為負載等效電阻Re并聯諧振電容C_p，再相繼串聯諧振電感L_s和諧振電容C_s。

　　輸出范圍

　　同樣的工作頻率范圍，LCC可以比LLC提供寬很多的輸出電壓電流范圍：從電路上看LLC在輸出電流等于0時，最小輸出電壓由輸入電壓V_ab，L_m與L_s，C_s的分壓決定，當頻率增加到一定值后，C_s的電壓降接近0，繼續(xù)增加頻率也無法進一步減小輸出電壓（）；而LCC因為C_p并聯在變壓器初級或次級，隨著工作頻率的增加，C_p的等效阻抗越來越接近0，V_o＿min可以接近0（）。這是為什么LCC拓撲可以實現超寬輸出電壓電流范圍的原因。

　　參考下圖的仿真計算（樣品實例），L_s＝700uH，C_s＝22nF（跨接在NSA及NSB上），C_p＝4.2nF，N_P：NSA：NSB＝33：12：12，工作頻率范圍是60－250kHz，可以實現輸出電壓電流（圖3）：28.9V，0－2800mA；50V，0－2500mA；60V，0－2333mA；70V，0－2000mA；75V，0－1750mA；將C_s改為8nF，可以實現輸出電壓電流（圖4）13.2V，0－2800mA；50V，0－2500mA；60V，0－2333mA；70V，0－2000mA；80V，0－1750mA。不同的并聯電容C_p取值會對最大最小輸出電壓及整機的效率有影響（電容越大，輸出范圍越寬，無功容性電流越大，器件內電阻的損耗也會越大），采用LLC拓撲，要實現這么寬的輸出電壓電流范圍是不能想象的，尤其在無頻閃要求不能進入間歇工作模式以及需要確保足夠高的轉換效率前提下。

圖3  C_p＝4.2nF

圖4  C_p＝8nF

　　短路特性

　　因為LCC拓撲有很好的“恒流”特性，所以有非常好的抗輸出短路能力，合理的設計可以確保短路時的輸出電流比最大輸出電流稍大，只要VCC高于欠壓保護點，可以在輸出短路的時候持續(xù)穩(wěn)定工作；而對于LLC拓撲，在短路或過載的時候，如果輸出電壓降低太多又沒有觸發(fā)欠壓保護，就可能出現輸出電流過大而燒毀的情況。

　　轉換效率

　　同樣都是零電壓導通軟開關諧振，LCC和LLC的效率理論上沒有差異，具體項目因為器件的損耗，尤其是諧振電感的銅鐵損優(yōu)化的程度會有不同的結果。具體來說，LCC因為變壓器勵磁電感很大，勵磁電流比LLC要小得多；因為采用比較大的諧振電感值，大電感量有助降低半橋的最大電流，在開機及輸出短路時的應力小很多，可以采用比較小的開關管以優(yōu)化成本。文末參考設計在V_in＝230Vac及80V1.75A輸出時，板端效率94.97％。

　　諧振零件

　　如上述，LCC通常要求比較大的諧振電感量，兼顧最大峰值電流（尤其在“輸出恒功率”應用），諧振電感的尺寸會比較大，同時需要一個并聯在變壓器主繞組上的電容?？偟膩碚f，LCC拓撲可以大幅度拓寬輸出范圍，增加設計的靈活性，并且不需要進入間歇工作模式從而實現完全無頻閃。

　　2． ICL5102應用經驗

　　英飛凌PFC＋LLC／LCC諧振控制集成電路ICL5102，是在ICL5101的基礎上，主要拓展最大工作頻率到500kHz，進一步拓寬輸出電壓／電流范圍，提高整機效率；增加間歇工作模式，實現低待機功耗；進一步優(yōu)化PFC設計，諧波失真THD更好；增加輸入欠壓保護。

　　實現低待機功耗

　　見圖5，恒流／恒壓反饋電路通過光耦控制BM腳電壓，隨著輸出電流／電壓的減小，BM腳電壓逐步降低，工作頻率增加，當BM腳（Pin10）電壓低于0.75V并超過10mS，半橋進入間歇工作模式。實際測試ICL5102在超寬輸出范圍應用，也實現了400mW待機功耗。

　　－ 關閉間歇工作模式

　　對于待機功耗和／或啟動時間要求不高的應用，可以加大圖5中的R_BM＿DA使其大于（3／7）＊R_BM即可關閉間歇工作模式以避免輕載時可能出現的閃爍。

圖5 R_BM＿DA功能

圖6 簡化Vcc電路

　　－ 簡化Vcc電路

　　可用上拉電阻＋PFC輔助繞組充電泵，可以使VCC電壓與輸出電壓無關，見圖6所示。

　　－ 對于最低輸出電流比較大又有待機要求的應用

　　可以使能間歇工作模式，并設置最大工作頻率小于空載持續(xù)工作時的工作頻率，讓電源在空載時進入間歇模式，降低空載功耗。比如輸出83伏／0毫安時，半橋的工作頻率是186kHz，可以設置最大工作頻率在170kHz，在輸出83V空載時也可以進入間歇模式實現較低的待機功率，不過最小輸出電流會比較大，比如200mA。

　　－ 對于智能照明（比如Dali帶dim－to－off）

　　可以在調光電壓稍大于0V時進入間歇模式，也可以降低待機時的輸出電壓進一步降低待機功率，如下圖7：在DIM＋低于某一值（比如0.1V）U2－PIN7輸出低電平，T2開路，Vout降低（比如32V）；

　　正常工作時，U2－PIN7輸出高電平，T2近似短路，最高輸出電壓升高（比如83V）。

　　－ 對于最小輸出電流非常接近0的應用

　　可以加上一個“間歇模式使能”開關并設置合適的R_BM－DA及R_BMDA－2電阻值（圖8）：

　　待機時（比如DIM＋電壓小于0.1V）運放U2B拉低STB（圖7），PC2 PIN3－4短路R_BMDA－2（圖8），進入間歇工作模式實現低待機功耗，正常工作時拉高STB，PC2 PIN3－4開路，禁止間歇模式，避免頻閃。

圖7 待機時降低輸出電壓電路

圖8 間歇模式使能電路

　　－ 外加啟動電路：

圖9 外加啟動電路

　　對于待機功耗要求高的應用，需使用外加啟動電路。如圖9所示，接入交流后，因為耗盡型MOSFET T3的VGS＝0V， T3導通，電流從PFC＋，R5，T3，R40等對VCC電容充電，當VCC電壓達到16V啟動電壓后，控制器開始工作，PFC電壓持續(xù)升高，半橋開啟后延遲一定的時間T4導通，T3 VGS被負電壓偏置而截至，啟動過程結束。

　　當半橋停止工作后約100毫秒（與R57，C27時間常數有關）T3重新導通給Vcc電容充電以再次啟動IC；在T3導通期件，穩(wěn)壓二極管D23（18V）防止產生過高的Vcc電壓（比如最大19V），然后通過電阻R40確保加載在IC Vcc上的電壓不會超過16.5V／5mA。

　　雷擊時上述電路可以快速釋放PFC電容上的高電壓：啟動電路在半橋停止工作后約100毫秒重新開始工作，將PFC輸出電容放電到105％以下而解除PFC過壓保護，半橋重新開始工作，避免輕載打雷擊時長時間熄燈的情況。實際測試在4.5kV差模雷擊電壓，輸出26V／100mA的時候，首先觸發(fā)PFC109％過壓保護，PFC開關停止工作，然后觸發(fā)PFC 115％過壓保護，半橋停止工作，因為啟動電路的放電作用，大約0.6秒后PFC電容降到105％，過壓保護解除，半橋恢復工作，負載LED再次被點亮。

　　－優(yōu)化半橋上下管的“不平衡”問題

圖10 優(yōu)化半橋的不平衡

　　主要避免BM腳（PIN10）被干擾，因為Pin10與光耦相連，銅箔比較長，尤其從強干擾源旁邊通過的情況下。串聯一個電阻在BM腳與光耦之間（見圖10的“R4”）同時在PIN10與PIN4（GND）之間加2.2nF電容（如有必要可以再加一個電容“CB”盡量靠近IC）以減小干擾電壓轉化而來的干擾電流對工作頻率的干擾導致半橋工作不平衡或不穩(wěn)定。

　　－ 諧振腔設計

　　建議反射電壓（輸出電壓×變壓器匝比）約等于PFC輸出電壓的一半，大的反射電壓需要大的并聯諧振電容C_p導致較低的效率，要平衡好增益余量和效率的關系，建議考慮元件誤差，采用仿真及最差樣品測試，確保材料誤差符合要求；在所有參數最差的條件下，不能出現增益不足的情況；同時避免過多的增益余量導致效率降低。

　　－ 最小調光能力

　　如前所述，LCC拓撲可以在非常寬的輸出電壓范圍內，最小輸出電流可以到0mA－－－－－－最小調光能力更多挑戰(zhàn)次級電流偵測運放的精度：過小的電流檢測電阻要求低運放的失調電壓，較大的電流偵測電阻導致比較大的電流檢測損耗（I2R）。比如使用LM358A，失調電壓＋／－3毫伏，如果采用75毫歐電流偵測電阻，最小的輸出電流就是＋／－40毫安，因為I_out＿max＝1.75A，最小的調光就是40／1750＝＋／－2.3％，除非采用更大的采樣電阻（損耗變大）或更小失調電壓的運放（價格更高），最小調光無法進一步減小。

　　－輸入欠壓保護（BO）

圖11 輸入欠壓保護

　　BO（Pin12）的電壓超過1.4V并維持1uS，IC開始工作；如果BO腳的電壓低于1.2V并維持50mS，IC停止工作等待BO（Pin12）的電壓超過1.4V并維持1uS再恢復工作。建議加一個10nF／1kV的瓷片電容（圖11中的”C7”），以避免出現欠壓保護后反復重啟的情況。

　　3． ICL5102參考樣品測試結果實例

　　采用英飛凌ICL5102實現140W的PFC ＋ LCC拓撲超寬輸出電壓范圍LED驅動電源。以下是具體規(guī)格。

　　參考樣品采用LCC拓撲結構，次級采樣實現恒流反饋，并能實現0－10V調光。PFC開關管采用了英飛凌的高性價比P7系列CoolMOSTM IPA60R180P7，LCC開關管采用英飛凌CoolMOSTM IPD60R600P7。

　　實際測試V－I曲線如圖12中的紅線所示，紅線包圍的范圍就是此電源的輸出范圍，右上紅色線段是輸出功率等于140W的區(qū)間。輸出電壓和輸出電流的范圍都能達到上面表格1的極寬的范圍。

　　圖中的藍色線是輸入電壓為230V，輸出電流為最大值2.8A條件下，在板端測試得到的效率曲線，

　　圖12中綠色的四個點對應輸出功率140W條件下輸出電壓從50V到80V的效率，整體效率達到93％以上，最高達到94.93％，這都是在實現極寬輸出范圍下仍然得到的性能。

　　藍色效率線上的藍色點是輕載效率，在12V，2.8A條件下效率接近80％，而20V，2.8A的25％負載條件下仍然達到85％以上。

　　ICL5102同時提供非常好的PFC轉換性能，圖13是不同輸入電壓及負載條件下的諧波失真THD：230Vac 100％負載，THD低于5％；285Vac 70％負載，THD小于10％，遠低于EN61000－3－2 class C要求。

　　4． 結論

　　英飛凌集成“PFC＋半橋諧振”控制器ICL5102，采用LCC拓撲可以在較窄的頻率變化范圍內，實現超寬的輸出電壓及電流調節(jié)范圍，在寬輸出電壓電流應用相比LLC拓撲有較大優(yōu)勢。

　　另有針對高壓輸入應用（V_in＝480ac）的版本ICL5102HV。